Gigabyte GTX 1070Ti
GAMING OC-8GD
Цена 35'800 руб.
28'' Samsung U28E590D
Монитор ЖК
Цена 17'990 руб.
LED ТВ 48'' TCL
FULL HD
Цена 32'990 руб.

Сервера размещены в Летняя миграция

Мобильные устройства
Конференция
Персональные страницы
Wiki
Статистика разгона CPU (+0 за неделю, всего: 27025) RSS     



Объявления компаний (реклама) и анонсы
  • Samsung Galaxy S8+ со скидкой по промокоду FRIDAY
  • SSD Intel 545s 256Gb cо скидкой по промокоду FRIDAY
  • Apple iPad Pro со скидкой по промокоду FRIDAY

Вы можете отметить интересные вам фрагменты текста,
которые будут доступны по уникальной ссылке в адресной строке браузера.

Power supply II

Serj 28.05.2004 00:21 ссылка на материал | версия для печати | архив

Эта работа была прислана на наш "бессрочный" конкурс статей.


Это вторая часть ранее вышедшей статьи Power Supply. Цель этой статьи – практическое применение данных первой части.

Рассмотрены вопросы:

Доработка сетевого блока питания.

Цель доработки БП заключалась в повышении долговременной мощности. К существующей конфигурации предполагается добавить еще порядка 100W постоянной нагрузки. Для модернизации использовался стандартный 300W "noname" блок питания, шедший в составе корпуса за 40$.

Условно говоря, обычный ATX блок питания состоит из следующих частей:

Входной фильтр

Часто встречается обвинение в некачественности блока питания на основании отсутствия входного ВЧ фильтра. Это так, но наличие самого фильтра практически не сказывается на надежности функционирования БП. Вред от некачественного экранирования в трансформаторах зачастую бывает несоизмеримо выше. Причем, если в силовом трансформаторе есть некоторое подобие экрана, то в управляющем он отсутствует вовсе. При отсутствии дросселей входного фильтра не стоит особенно беспокоиться, конечно, если за стенкой не находится металлообрабатывающий цех или не проводятся сварочные работы. Впрочем, даже если и так, то подобный фильтр не спасет. Нормальный фильтр изготавливают в многослойном металлическом корпусе, требуется обязательное качественное заземление да и стоит он весьма значительно.

Полная схема входного узла блока питания показана на рисунке:

Увы, даже в кажущихся "полными" блоках питания зачастую отсутствуют дроссели T1 и T, показанные на рисунке. Но и их схемное расположение весьма посредственно ослабляет дифференциальную помеху. Другие защитные элементы – варисторы Z1, Z2 встречаются еще реже. Попутно хочется обратить внимание на реализацию заземления в сетевых блоках питания – если корпус компьютера не заземлен, то на корпусе будет наводиться половина напряжения сети 220V через конденсаторы С2-С3 4.7nF.

Входной выпрямитель

Увеличение емкости сглаживающего конденсатора было рассмотрено в первой части статьи. При выполнении доработки, схема претерпела некоторые изменения:

Конденсаторы C2 и C3, имеющиеся в БП, были заменены на конденсаторы аналогичного размера с емкостью 470uF. Но этого недостаточно, ведь приведенная емкость будет 470/2=235uF и добавился новый конденсатор C1 330uF 400V с дросселями L2, L3. Они слабо уменьшают пульсации выпрямленного напряжения, их задача другая – убрать высокочастотные помехи с частотой работы конвертера. В полосе частот 10KHz-1MHz эти дроссели весьма эффективно уменьшают пульсации. Увы, для более высокочастотной части спектра помех дискретный фильтр слабо подходит, здесь уже сказываются емкостные связи и переизлучения. Зачастую, даже при наличии входного фильтра, дроссели по каждому проводу не устанавливают. Большой дроссель устраняет только синфазные помехи, т.е. помехи относительно земли, а дифференциальные помехи он устранить не может.

Фильтрация сети 220V важна, т.к. помехи, которые уходят в сеть, возвращаются обратно и накладываются на выходные напряжения БП как синфазная и дифференциальная составляющая. Если дифференциальную помеху можно ослабить фильтрацией, то с синфазной помехой бороться крайне сложно, особенно при отсутствии заземления. Для борьбы с ее высокочастотной составляющей спектра на провода надевают ферритовые кольца, низкочастотную составляющую можно подавить только заземлением.

Вред синфазной помехи многократно возрастает при подключении внешних устройств, особенно с сетевым питанием – внешних модемов с сетевым питанием, усилителей, музыкальных центров. Рабочая частота конвертера блока питания порядка 30KHz, что попадает в рабочую полосу качественной аудиотехники и вносит искажения. Хотя 30KHz и не слышно ухом, но возрастают интермодуляционные искажения и появляются различные комбинационные помехи. У спектра помех импульсного блока питания есть особенность – спектр помех, его амплитуда, зависит от напряжения сети 220V и мощности нагрузки весьма нелинейно, что делает ее заметной и усложняет маскирование.

Составляющие в звуковом диапазоне проникают непосредственно, а более высокочастотные детектируются на нелинейных элементах схемы и также становятся слышны. Как пример – в качественных усилителях не ставят импульсных блоков питания, хотя они очень подходят по техническим и массогабаритным характеристикам. Впрочем, не совсем так – для особо мощных низкочастотных усилителей применяется FullBridge (полный мост) с питанием от выпрямленного напряжения сети 220V и непосредственным подключением динамических головок.

Силовой конвертер

Обычно, современные блоки питания делают по топологии HalfBridge (полумостовой конвертер) и силовая часть, преобразующая выпрямленное напряжение сети 220V в переменное, состоит из двух ключей (подробнее в первой части). Как правило, эти ключи делают на транзисторах. Для повышения надежности и улучшения тепловых режимов рекомендуют замену на MOSFET. При реальной мощности в 200-300W подобная замена вряд ли целесообразна, а при бОльшей мощности придется устанавливать MOSFET с малым сопротивлением и, соответственно, с бОльшей емкостью затвора. Это вызовет качественное изменение схемы управления из-за введения достаточно специфического управляющего трансформатора и драйверов управления затворами MOSFET с соответствующими цепями их запитывания.

Кроме того, установка MOSFET в любом случае потребует переделку управляющего трансформатора и выходной части схемы управления. Причина несовместимости с MOSFET в особенности их управления – для управления им нужно подать напряжение фиксированной величины (обычно 10V) с малым временем фронта/спада и обеспечением большого импульсного тока. Эти условия просто "противоположны" характеру работы с обычными транзисторами – для них важен ток и не столь важно время фронта включения. Да и управляющее напряжение много меньше. При изготовлении трансформатора важно обеспечить минимальную индуктивность рассеивания, что крайне сложно из-за необходимости надежной электроизоляции между сетью 220V и выходными напряжениями блока питания.

Впрочем, если хочется попробовать - см. Импульсный БП на силовых ПТ мощностью 250 Вт. Это переводная статья и есть некоторые ошибки, например – в цепях затворов MOSFET не стоят резисторы. Применение IRF730 для 200-300W блока питания уже недостаточно. В свете всего изложенного и того, что радиатор силовых транзисторов греется не очень сильно, доработка не считается целесообразной. Правда, некоторое улучшение характеристик получено путем доработки силового трансформатора.

Силовой трансформатор

Как правило, в "noname" блоках питания 300W силовой трансформатор выполнен на одной половине феррита E36/13. Внешние размеры такого трансформатора примерно 3х3х3см. Его параметры могут несколько различаться из-за качества изготовления и марки использованного феррита, но в среднем они будут такими:

  • первичная отмотка: две обмотки по 20 витков, диаметр 0.65мм
  • вторичная отмотка 5V: 3 витка сдвоенным проводом, диаметр 0.83мм
  • вторичная отмотка 7V: 4 витка, диаметр 0.83мм. Эта обмотка включается последовательно с 5V для получения 12V.
  • межобмоточный экран занимает только 60% поверхности
  • индуктивность первичной обмотки порядка 7mH

Довольно странно, что обмотки для 12V намотаны не двойными проводами, ведь места там больше, чем достаточно. Наверно, причина проста – трансформатор сконструирован в эру 486 компьютеров, да и традиционная "экономия". Можно привести расчет реальной мощности такого трансформатора, но вряд ли целесообразно. Например, я использую трансформаторы подобных габаритов для блоков питания до 150W.

Иногда встречается трансформатор на похожем ферритовом сердечнике, но из двух половинок – его высота в два раза выше описанного. Подобный трансформатор имеет несколько меньшую индуктивность первичной обмотки в 5mH, что несущественно, и намотан более толстым проводом. При некотором упрощении можно считать, что его рабочая мощность в два раза больше рассмотренного ранее. Посадочное место в печатной плате позволяет устанавливать трансформаторы обоих типов без какой-либо модернизации.

Соотношение витков первичной и вторичной обмоток у всех трансформаторов одинаково, что позволяет прогнозировать среднюю скважность и напряжение на выходных выпрямительных диодах (термин описан в первой части статьи). Средняя скважность составит (на примере 5V):

Q=5.5*40/(3*280/2)= ~0.5 или 50%

Из этого следует, что силовые транзисторы конвертера работают на удвоенной мощности. Сложно сказать, чем руководствовались при выборе столь низкой скважности. Наиболее вероятная причина – желание сэкономить на сетевых сглаживающих конденсаторах.

Целью переделки ставилось повышение мощности блока питания и столь низкая скважность крайне нежелательна. Все трансформаторы заливаются и разобрать их крайне сложно. Для увеличения скважности нужно увеличить число витков первичной обмотки, что и было сделано путем домотки 15 витков провода 0.5мм поверх трансформатора без его разборки. Т.к. обмотка внешняя и хорошо обдувается, то можно использовать столь тонкий провод. Лучше намотать один слой проводом 0.6-0.8мм, если на трансформаторе имеется место. После доработки увеличилась скважность, что улучшило режимы силовых транзисторов, и силового дросселя. Кроме того, эта доработка уменьшила напряжение на выходных диодах, что потом крайне пригодилось в синхронном выпрямителе.

Выходной выпрямитель

В блоке питания выходной выпрямитель собран на диодах, на канале +12V стоят быстродействующие диоды, а на +5V – диоды Шоттки. Последние обладают меньшим падением напряжения и отсутствием времени восстановления. Впрочем, у них есть и существенный недостаток – небольшое рабочее напряжение, при превышении которого они пробиваются. Максимальное напряжение на них классифицируется с малым шагом – 25, 35, 40, 45, 60 – что говорит о весьма точном отборе по напряжению. Правда, существуют диоды Шоттки и на 150V, но их приобретение весьма проблематично, да и падение напряжения в прямом направлении у них уже не так уж и мало.

В маркировке одинарных и сдвоенных диодов есть интересный момент – диодные сборки с одним и двумя диодами при схожих параметрах и цене маркируются с одинаковым током. Например, диоды FES16(одинарный) и FEP16(двойной). Логично предположить, что в последнем расположено два диода FES16, но это ошибочно. В FEP16 расположено два диода на половинную мощность. Технологически, оба эти диода делаются из одной и той же пластины, но при монтаже в корпус оба диода механически замыкаются общим выводом и получается одинарный диод. В этом отношении STMicroelectronics поступает порядочнее, указывая в своей документации половинный ток для двойных диодов. Например, диодная сборка в 40 ампер имеет маркировку "40", а в документации написано "IF(AV) 2x20A". В топологии HalfBridge выходные диоды в сборке работают попеременно и суммировать ток нельзя. Т.о., при использовании в БП диодной сборки 40A максимальный ток составит чуть больше половины, т.е. 25-30 ампер. Это число несколько больше половины потому, что скважность не 100% и часть времени оба диода открыты одновременно (в паузе).

Для улучшения характеристик в первой части статьи предлагалось устанавливать синхронный выпрямитель на выход +5V, но в современных материнских платах переходят на питание конвертера процессора от 12V, что вынуждает делать аналогичное решение и для выхода +12V. В синхронном выпрямителе, рассмотренном в первой части, управление MOSFET берется от обмотки бОльшего напряжения (12V), что нельзя сделать для варианта +12V. Увы, намотать дополнительную обмотку на силовом трансформаторе зачастую не представляется возможным, собирать достаточно сложную схему весьма затруднительно, сделано проще – намотан небольшой управляющий трансформатор.

Полная схема выпрямителя:

На схеме не показаны имеющиеся R-C цепочки подавления ВЧ помех. Выходы B и C соединяются с силовым дросселем по цепям +12V и +5V соответственно. Где:

  • TV1 – силовой трансформатор блока питания; D1, D2 – силовые диодные сборки, уже присутствующие в блоке питания. Сборка D1 – диод Шоттки на 30-40 ампер (2х15...20) и напряжение 35-45V, сборка D2 – fast rectifier 15-35nS, 15-20A (2х7.5...10) 150-200V. Остальные детали образуют синхронный выпрямитель.

    TV2 – управляющий трансформатор для синхронного выпрямителя цепи +12V. Его необходимо изготовить на основе небольшого ферритового кольца. В данной конструкции использовалось кольцо К10х6х3 феррита Н2000НМ1-17. Удобнее наматывать все его обмотки одновременно, что, кроме того, обеспечит малое межобмоточное рассеивание. Количество витков не столь принципиально, 40-60, диаметром 0.15мм при условии одновременности намотки (в четыре провода). При намотке прошу учесть острые края ферритового кольца.

    C1 – устраняет подмагничивание трансформатора TV2. При больших нагрузках, особенно динамических, возможна асимметрия по выходу трансформатора TV1 и конденсатор C1 устраняет возникшее постоянное напряжение на обмотках TV2. Наличие этого конденсатора, как и его емкость в диапазоне 0.047-0.47u несущественно – можно закоротить.

    Резисторы R1...R4 номиналом 1-4.7 Om любой мощности. Единственное требование – они должны быть и должны быть одинакового номинала. M1, M2 – MOSFET сопротивлением 2-10 mOm напряжением 30-45V. M3, M4 – MOSFET сопротивлением 10-20 mOm напряжением 55-80V. На выпрямитель +12V использованы MOSFET IRFZ45, но это "спорное" решение.

    Если посчитать напряжение на выходных диодах, то оно составит:

    V=Vout*2/Q=4*Vout

    Т.е. на диодах будет обратное напряжение не меньше четырехкратного выходного. С учетом выбросов на фронтах, это будет несколько больше и составит примерно 5*Vout. Для 5V это будет 25V и MOSFET на 30V будет работать достаточно надежно, а для 12V – 12х5=50V, что очень близко к предельному напряжению IRFZ45. Это напряжение напрямую зависит от сети 220V и если оно бывает завышено, то придется сделать соответствующую поправку в расчеты. Важно учесть, что силовой трансформатор был немного доработан – домотана первичная обмотка, что позволит поставить IRFZ45.

    При выборе максимального рабочего напряжения диодов и MOSFET надо учитывать специфику их технологий – при малейшем превышении на диоде Шоттки он пробьется, а в MOSFET есть внутренний защитный элемент, ограничивающий напряжение на нем. Специфика выпрямителя блока питания в том, что напряжение на MOSFET в 4 раза больше выходного (после домотки силового трансформатора в 3 раза), а из-за всплесков на фронтах оно будет еще больше. Т.о., выбор MOSFET с напряжением, близким к предельному не так уж и плох – он будет эффективно срезать эти всплески. Для MOSFET нужны небольшие радиаторы, ведь через них идет основной ток. Причем, на пару M1-M2 и M3-M4 можно использовать общие радиаторы, ведь их стоки соединены.

    Диод D3 – работает в паузе, когда M3-M4 закрыты. Диодная сборка D2 на обычных, не Шоттки диодах и имеет достаточно большое прямое напряжение при рабочем токе БП. Но после выпрямления в этой точке (B) только половина напряжения, что позволяет установить низковольтовый диод Шоттки. Это уменьшит падение напряжения в паузе с 0.8V до 0.5V и снизит помехи, ведь у диода Шоттки нет времени рассасывания. D3 необязательный элемент, греется слабо.

    При монтаже элементов M1-M4 и D3 обратить особое внимание на качественную разводку силовых цепей (на схеме выделено синим цветом). Необходимо применять короткие и толстые провода, иначе могут появиться ВЧ помехи или снизится эффект от добавления синхронного выпрямителя.

    Применение синхронного выпрямителя по обоим силовым выходам блока питания дает интересный эффект – силовой трансформатор и силовой дроссель становятся как бы единым элементом, энергия из каналов может циркулировать между ними. Это обеспечивает жесткую связь между выходными +5V и +12V, что невозможно получить на диодах.

    К сожалению, примененный синхронный выпрямитель не полный, в паузе MOSFET выключаются и работают только диоды, но при достаточно большой скважности отличие от "полного" синхронного выпрямителя малоразличимо.

    Выходной фильтр

    Выходной фильтр состоит из силового дросселя, выходных конденсаторов и небольших добавочных дросселей. Силовой дроссель не сглаживает напряжение и не ограничивает ток – он является продолжением силового трансформатора. Более подробно принцип работы HalfBridge описан в первой части. Величина его индуктивности выбирается из минимального тока нагрузки. Обычно, в "noname" блоки питания 300W ставится дроссель с внешним диаметром 27мм. Измерение показало его пригодность для мощностей в 300W, но вот "обычное" его исполнение вызывает беспокойство – обмотка цепи +12V выполнена одним проводом диаметром 0.85мм. Эксплуатация блока питания в современных материнских платах с силовым питанием от +12V показало очень сильный нагрев этого дросселя. Для устранения дефекта была намотана еще одна обмотка проводом 0.9мм и подключена параллельно имеющейся. Падение напряжения на дросселе по этому выходу уменьшилось в 2 раза и составило 120mV (при токе нагрузки 10A). После чего дроссель нагревается существенно меньше.

    Конденсаторы в блоке питания должны быть качественными и отвечать тем же характеристикам, что и конвертере процессора, что подробно описано в первой части статьи. При выборе конденсаторов необходимо делать некоторый запас по рабочему напряжению, на 5V нельзя ставить конденсаторы 6.3V, а на 12V – 16V. Впрочем, если эти конденсаторы не вызывают сомнений и произведены известной фирмой, то столь малый запас по напряжению допустим. Конденсаторы должны быть с малым ESR. Небольшой обзор конденсаторов можно посмотреть в первой части статьи или ниже.

    Выходные дроссели не обязательны, а местами и вредны. При недостаточной емкости и качестве (ESR) выходных конденсаторов могут возникнуть резонансные эффекты на низкой частоте, что повлияет на частотную характеристику усилителя обратной связи блока питания и результат бывает плачевным. Обычно, при измерении уровня пульсаций на выходе блока питания его нагружают на постоянную нагрузку. Вот в этом и заключена ошибка – при "декоративных" выходных конденсаторах и наличии этих дросселей уровень пульсаций выходного напряжения будет низким, но при реальной работе компьютера по этим выходам будет совсем другая картина.

    При доработке был установлен выходной дроссель по выходу +5V и заменены конденсаторы: по +5V два конденсатора 2200uF 10V (до и после добавленного дросселя), по +12V – один конденсатор 1500uF 25V. Все конденсаторы с малым ESR (30-40mOm). Уровень пульсаций по выходам +5V и +12V составляет примерно 50mV. Дроссель по выходу +12V не устанавливался.

    Схема управления

    Переход на MOSFET не имеет особого смысла, а мощность управления силовыми транзисторами устанавливается автоматически управляющим трансформатором от тока нагрузки. Дорабатывать схему управления нецелесообразно.

    Дежурный источник

    Дежурный источник в блоке питания ATX предназначен для запитывания дежурных цепей компьютера в спящем (STR – Suspund to RAM) или выключенном состоянии. При его недостаточной мощности компьютер не сможет выйти из режима STR или нормально включиться. Если есть проблемы подобного характера, то нужен более мощный дежурный источник. Доработка имеющегося весьма затруднительна ввиду их большого разнообразия. Можно посоветовать только одно – приобрести более качественный блок питания.

    Разное

    Выходное напряжение +3.3V может формироваться двумя способами – линейным стабилизатором от +5V или схемой с насыщающимся дросселем. Второй вариант обладает достаточно большим КПД и рассеивает мало тепла.

    Входные цепи (сверху) этого стабилизатора подключены к обмотке трансформатора канала +5V. Регулирование напряжения +3.3V осуществляется подачей тока в дроссель с нелинейной характеристикой L6, что вызывает его частичное насыщение и увеличение выходного напряжения. Для перехода на этот тип стабилизатора необходим весьма специфический дроссель и добавление обмотки на силовой выходной дроссель. Довольно высокий КПД стабилизатора вызван тем, что для намагничивания насыщающегося дросселя L6 нужен совсем небольшой ток (обратите внимание на достаточно большую величину резистора R71 в эмиттере регулирующего транзистора). Но и у линейного стабилизатора есть свое достоинство – высокое качество стабилизации выходного напряжения.

    В современных материнских платах от 3.3V запитываются линейные стабилизаторы памяти и chipset. При этом требуется напряжение до 2.9V, что налагает чрезвычайно жесткие требования по качеству стабилизации этого выхода на блоке питания. Потребляемая мощность довольно небольшая, 20-30W, и потери на тепло составят 10-15W. Это не столь большая мощность и, что важно, нагревается элемент не особенно чувствительный к перегреву. Например, нагрев силовых транзисторов конвертора блока питания очень опасен, а линейный стабилизатор 3.3V работает при малом падении напряжения (1.7V) и не очень большом токе (5-10A).

    При доработке блока питания был специально сохранен линейный стабилизатор, а по выходу заменен конденсатор на low ESR 1500uF 6.3V (35 mOm). Рекомендую обратить внимание на наличие обратной связи непосредственно с разъема к материнской плате. Более подробно этот вопрос рассмотрен в первой части статьи.

    В блоке питания цепь земли проходит около одного из отверстий крепления платы. Токи нагрузки очень большие и гораздо лучше пустить их через корпус, чем через достаточно тонкие провода. При доработке рекомендуется продублировать, умощнить цепь разводки земли на плате и отвод до этого отверстия накладкой толстых проводов. Кроме того, место, куда прижимается это место платы, необходимо зачистить от краски и окислов. Если конвертер процессора запитывается от +5V то очень рекомендуется заменить провода до разъема к материнской плате на нормальные, это улучшит стабильность напряжений.

    Качество пайки блоков питания оставляет желать лучшего. В "noname" блоках питания используется максимально универсальная печатная плата. Проблема в том, что отверстия под вывод силовых маточных элементов сделаны с "запасом". Как известно, сопротивление пайки во много раз больше меди. Т.о., провод соединяется через тонкий слой пайки. Особенно это неприятно для вывода дросселя канала +5V. Вообще говоря, это не пустяк – у меня был фирменный блок питания весьма высокого качества, в котором расплавился припой на выводе силового дросселя +5V. Из блока питания посыпались искры, это место выгорело, а компьютер отделался небольшими потерями – только HDD. Произошло примерно следующее – отвалившейся вывод дросселя обесточил цепь +5V, что вызвало увеличение выхода +12V до 17-19V, приведшее к выходу из строя HDD. Другие цепи значительно менее чувствительны к повышению этого напряжения. Теперь при замене блока питания первое, что делается в обязательном порядке – все силовые цепи печастной платы дублируются напаиванием толстых проводов.

    Современные видеокарты потребляют весьма значительно и при доработке был сделан специальный кабель питания VGA из достаточно толстых проводов. В результате получилось:

    После доработки напряжения составили +5.06V и +12.23V при нестабильности 30mV по выходу +5V и 120mV по выходу +12V. Измерения по внутреннему мониторингу материнской платы дали нестабильность 60mV по +5V и 120mV по +12V. С учетом дискретности измерения в 30mV по выходу 5V и 60mV по 12V результаты совпали. Замеры производились на следующей конфигурации с включенным и выключенным BusDisconnect в состоянии покоя и различных программах, играх как минимальные и максимальные значения.

    Повышение стабильности работы процессора.

    В данном случае рассматривается уменьшение пульсаций напряжения питания процессора дополнительными конденсаторами. Устанавливаются керамические и электролитические конденсаторы.

    Для блокировочных конденсаторов К7 AMD применяет два типа – на бОльшую и меньшую емкость. Т.к. будет дорабатываться SocketA, то более высокочастотные конденсаторы (с меньшей емкостью) ставить нецелесообразно, они будут использованы при доработке видеокарт. Второй установленный тип – керамические конденсаторы 0.22uF 50V корпус 1210. Расположение конденсаторов показано на рисунке:

    Конденсаторы, снятые с процессоров, расположены непосредственно в разъеме SocketA, что вносит наименьшую паразитную индуктивность. Обычные конденсаторы припаяны с внутренней стороны выводов SocketA.

    После монтажа керамических конденсаторов были установлены электролитические с малым ESR. Пробовались два типа конденсаторов:

    1. unknown 470uF 10V ESR=22mOm 6 штук
    2. Sanyo OS-CON 510uF 4V ESR=12mOm 4 шт.

    Осциллограммы напряжений питания процессора в программах и играх показаны на рисунках:

    Напряжения снимались после установки керамических конденсаторов, но без дополнительных электролитических конденсаторов. Помехи имеют явный высокочастотный спектр и добавляемые электролитические конденсаторы оказали слабое влияние.

    Масштаб по оси напряжений одинаков и составляет 120mV на всю картинку. Напряжение пульсаций с частотой конвертера весьма мало (28mV), что хорошо видно по последнему рисунку. Основной источник – пульсации в диапозоне 0.5-5MHz. На последних двух имеются короткие импульсы очень большой амплитудой (до 170mV). Их длительность подозрительно совпадает с длительностью ШИМ конвертера питания (0.7uS). Возникло подозрение в низком качестве дросселей конвертера, ведь они намотаны одинарным проводом большого диаметра, что очень плохо, если вспомнить о величине скин-слоя рабочей частоты конвертера 750KHz (основная гармоника импульсов напряжения).

    Анализ спектра в диапазоне 100KHz-5MHz показал, что источником является процессор, точнее его конденсаторы – они недостаточно эффективно работали в этой полосе частот. Керамических конденсаторов явно недостаточно, а электролитические, даже при их хорошем качестве, уже сдавали позиции на этой частоте. Те конденсаторы, что были добавлены на SocketA, достаточно эффективно работали в диапазоне выше 2MHz. Т.е., при доработке надо было ставить не 0.22uF на диапазон 1-10MHz, а 4.7-10uF на диапазон 0.3-3MHz. Добавление указанных выше low ESR электролитических конденсаторов уменьшило пульсации в низкочастотном диапазоне в 1.5 раза, что уже не было столь принципиально. Основные проблемы вызывают высокочастотные помехи, которые электролитические конденсаторы не могут подавить из-за своих больших габаритных размеров. Если посмотреть документацию Sanyo, то это хорошо видно:

    Например, примененные конденсаторы Sanyo OSCON имели импеданс 12 mOm на 100KHz и 18 mOm на 750KHz.

    Тестирование полученной стабильности производилось следующим образом: устанавливалась частота процессора в 1.8 GHz с напряжением 1.675V как 9.5х190MHz. Производить тестирование на бОльшей частоте FSB не целесообразно, могут вмешаться другие факторы. Затем FSB повышалась до сбоя и при частоте 192MHz Windows не могла загрузиться. На 191MHz Windows грузилась, но под BurnK7 или любой игрой через 5-10 секунд происходило зависание. На 190MHz система работала устойчиво. Совершенно случайно проверка на стабильность была произведена очень тщательно – при этих параметрах была заново установлена Windows и прошло несколько дней работы. Обнаружилось по подозрительно малой потребляемой мощности процессора.

    Вторая доработка, настоятельно рекомендуемая – обязательно установите небольшой радиатор на микросхему управления конвертера процессора. Эта микросхема очень сильно нагревается, что вызывает уход параметров стабилизации – снижается КПД, увеличивается нестабильность напряжения процессора. Обычно, эта микросхема расположена в плохо обдуваемом месте, а при водяном охлаждении вообще не охлаждается. При установке водяного охлаждения рекомендуется устанавливать 80мм вентилятор для обдува деталей конвертера питания процессора. Здесь не требуется большой поток и на вентилятор можно подать пониженное напряжение. Установка радиаторов на корпус MOSFET не имеет смысла. Это примерно так же, как положить между радиатором и процессором керамику в 2мм – радиатор будет теплый, а все сгорит.

    При явной необходимости в охлаждении MOSFET надо отпаять эти MOSFET'ы и запять обратно, положив под каждый из них медную пластинку шириной 10мм и толщиной 0.5мм. Длина произвольно, из нее потом и делается радиатор или, при нехватке поверхности, припаивается "готовый" радиатор. Сложность доработки очевидна – надо выпаивать крупные детали и делать достаточно много радиаторов. Прошу обратить внимание на два нюанса – нужна очень тщательная опайка медной пластины и прямой электрический контакт радиаторов с схемой. Впрочем, при нормальной пайке внешний вид платы не испортится.

    Доработка не производилась и не рекомендуется без явной необходимости.

    Установка конденсаторов на видеокарту

    Для модернизации использовалась видеокарта ATI с процессором R300, хотя аналогичные действия можно произвести и с процессорами R350, R360. На другие процессоры подобную доработку можно производить после трассировки разводки конденсаторов на процессоре. На процессоре видеокарты разводка питания по конденсаторам показана на рисунке:

    Цветами выделены напряжения ядра и ввода-вывода.

    При доработке часть конденсаторов снималась и заменялась на конденсаторы с процессора AMD. Для видеокарты использовались конденсаторы меньшей емкости из того предположения, что в VGA они находятся в непосредственной близости от кристалла и выгоднее брать конденсаторы меньшей емкости, которые обеспечивают более высокочастотный рабочий диапазон. В процессоре AMD К7 используются конденсаторы серии LICC (Low Inductance Chip Capacitors). Этот тип корпуса обеспечивает меньшую индуктивность, чем обычные корпуса конденсаторов.

    Если упростить, то можно представить один конденсатор 0612 как 4 конденсатора 0603. Второе замечательное свойство конденсаторов от процессоров AMD – их высота такая же, как и установленных в процессоре VGA. Т.е. их установка не вызовет необходимости доработки радиатора. Снятые конденсаторы 0402 были напаяны к таким же имеющимся. Доработке подверглись две видеокарты на процессоре R300 (8 конвейеров) с разной памятью.

    Выбор видеокарт с разной памятью был сделан специально, т.к. результаты доработки были несколько странными.

    Первая видеокарта с памятью hynix HY5DU283222F-36, частота процессора/памяти 351MHz/310MHz*2. После доработки частота составила 349MHz/346MHz*2. Т.е. частота процессора не изменилась, увеличение конденсаторов повлияло только на память. Впрочем, в этом нет ничего странного – больше половины всех конденсаторов (13 из 24) подключены на напряжение ввода-вывода. Если вспомнить, что у Radeon R300 256 линий данных, а еще линии адреса и строб-сигналов, то становится понятным этот феномен.

    Вторая видеокарта с памятью Infineon HYB25D128323C-3.3, частота процессора/памяти 380MHz/306MHz*2. После доработки частота составила 380MHz/327MHz*2. Память Infineon практически не разгоняется по напряжению, таймингам и похоже, это единственный способ хоть как-то повысить частоту ее работы.

    При доработке видеокарты был обнаружен интересный эффект – основную мощность видеокарты Radeon 9700 потребляют от источника питания +5V, при этом в источник генерируется помеха амплитудой 150mV с частотой работы внутреннего конвертера (300KHz). Разработчики видеокарты не озаботили себя проблемами совместимости с другой аппаратурой. Вполне возможно, что при повышении напряжения на процессоре видеокарты и (или) частоты ее работы, ток потребления и пульсации возрастут.

    Настоятельно рекомендую соединять видеокарту кратчайшим расстоянием и не подключать никаких устройств до и после видеокарты на этом кабеле питания. Кроме того, по проводу питания идет достаточно большой ток, что вызывает падение 100-200mV. При доработке сетевого блока питания был сделан кабель питания специально для видеокарты.

    Зависимость мощности нагрузки от запущенных программ

    При проведении работ с сетевым блоком питания и конвертером процессора необходимо было знать действительную мощность процессора и всего компьютера в целом, для чего были собраны соответствующие индикаторы. Точность измерения не столь велика, но вполне достаточна для относительных сравнений.

    Конфигурация компьютера:

    • процессор: AMD Athlon 1800MHz, модель 680, напряжение 1.75V
    • охлаждение: самодельное водяное, среднего качества. Температура процессора изменяется в диапазоне 40-50 градусов. [*]
    • материнская плата: EPoX 8RADA3 v2.0 – Nvidia nForce2 Ultra 400.
    • память: один DIMM DDR 512Mb два банка по 256Mb, Hynix HY5DU56822BT-D43
    • видеокарта: ATI Radeon 9700 370MHz/300MHzх2(после доработки)
    • звуковая карта: Creative Audigy
    • HDD: 80Gb MAXTOR 6Y080P0 DiamondMax Plus 9
    • CD-ROM: HP CD-Writer Plus Internal 8290i
    • операционная система: Windows XP, SP1

    Примечание: * – мощность, рассеиваемая процессором, зависит от его температуры.

    Вначале система запускалась с видеокартой S3 Virge DX. Это сделано для учета мощности видеокарты впоследствии.

    программа BusDisc. Audigy процессор общая комментарий
    - on disable 8W 28W -
    - on disable 3W 24W делитель 64
    BurnK6 - - 62W 95W -
    BurnK7 - - 67W 103W -
    S&M - - 68W 105W тестовая версия
    Prime95 - - 60W 92W small FFT

    К сожалению, больше 30 минут в низком разрешении с постоянными дефектами изображения я не смог вынести и дальнейшее тестирование производилось с использованием видеокарты Radeon 9700.

    программа BusDisc. Audigy процессор общая комментарий
    - off disable 41W 122W -
    - on disable 10W 73W -
    - on disable 5W 67W делитель 64
    - on enable 20W 92W -
    BurnK6 - - 62W 155W -
    BurnK7 - - 67W 176W -
    S&M - - 67W 198W с прогревом памяти
    S&M - - 72W 186W без прогрева
    CPU Burn-in v1.01 - - 49W 147W контроль включен
    CPU Burn-in v1.01 - - 53W 147W контроль отключен
    Prime95 - - 62W 161W small FFT
    Glaze - - 53W 182W -
    Glaze - - 54W 196W включены все опции
    UT2003 - enable 53W 205W 1280*1024 botmatch
    Painkiller - enable 50W 200W 1600*1200
    UT - enable 54W 210W 1600*1200 D3D
    FarCry - enable 50W 205W 1280*1024, medium setting

    Примечание: Glaze – OpenGL тест в окне Windows, остальные игры были запущены в полном окне (FullScreen).

    Интересно, что рассеиваемая мощность процессора в приложениях меняется достаточно мало, 42-54W. Исключение составляют только несколько специальных программ. По этим данным следует, что включение BusDisconnect на компьютерах с звуковыми картами Creative (Live!, Audigy, Audigy2) не имеет особого смысла, а если учесть дичайший уровень пульсаций для связки BusDisconnect + Creative, то уже вредно. При включении BusDisconnect растет соотношение минимальной/максимальной мощности процессора, что приводит к соответствующему изменению температуры процессора. Обычно, BusDisconnect включают для воздушного охлаждения, где диапазон температур и так большой. При водяном охлаждении включение BusDisconnect не обязательно.

    Т.о., BusDisconnect можно рекомендовать только для тех, кто нечасто запускает сильнопотребляющие программы. Наиболее распространенная их категория – игры.

    Конденсаторы

    Дальнейшим развитием конденсаторов LICC стали типы упаковки IDC и LICA. В IDC (InterDigitated Capacitirs) сделаны выводы попеременно с одной и второй обкладки с каждой стороны.

    В новых процессорах К8 фирма AMD заменила конденсаторы LICC на IDC, что вызвано бОльшей рабочей частотой.

    Еще меньшей индуктивности рассеивания получают в LICA упаковке (Low Inductance Decoupling Capacitor Arrays), в которой выводы сделаны как в корпусах BGA микросхем. Тип LICA можно получить, если впаять IDC вертикально и укоротить по высоте. Меньшей индуктивности выводов обеспечить, наверно, и нельзя. Правда, подспудно всплывает вопрос – как же его подключать? Вот тут и появится паразитная индуктивность.

    Подробнее можно почитать о конденсаторах в таких корпусах можно у фирмы AVX, вот прямые ссылки на обзор конденсаторов, LICC, LICA.

    Для экспериментов с питанием процессора требовались электролитические конденсаторы с наилучшими характеристиками и особое внимание было обращено на конверторы материнских плат. Трудности в доставании технических данных на эти конденсаторы вызвали необходимость их измерения.

    ESR измерялось как минимальный импеданс в полосе частот 0.1-1MHz, рабочее напряжение как увеличение тока утечки более 0.1mA. Критерий достаточно точный, при дальнейшем повышении напряжения ток утечки возрастал лавинообразно.

    фирма емкость напряжение диаметр высота ESR Vmax.
    Sanyo 1200uF 6.3V 10мм 16мм 38mOm 10.5V
    Sanyo 1500uF 6.3V 10мм 20мм 36mOm 11V
    Sanyo 1000uF 6.3V 8мм 11мм 88mOm 7V
    TAYEH 1000uF 6.3V 8мм 12мм 51mOm 5.4V
    TAYEH 1500uF 6.3V 8мм 16мм 43mOm 5.3V
    JPCON 1500uF 6.3V 8мм 16мм 45mOm 4.2V
    JACKCON 1000uF 10V 10мм 16мм ~70mOm 3V
    из Radeon 9500 470uF 10V 10мм 13мм 22mOm -
    Sanyo OS-CON 510uF 4V 8мм 10мм 12mOm -

    Конденсаторы Sanyo доказали свою "фирменную" природу. JPCON вызвали опасения и были проверены все имеющиеся в наличии конденсаторы (12шт.). Результат повторился. Посчитав их непригодными, я взял JACKCON и тут действительно понял термин "непригодный". Конденсатор с надписью 10V показал только 1/3 своего рабочего напряжения. Подумав, что ему нужна "тренировка", на него было подано 5V (напомню, номинал 10V) с ограничением тока в 0.1A. Конденсатор немедленно вздулся. Другой конденсатор этой фирмы с надписью 6.3V показал тот же "стабильный" результат в 1/3 номинального напряжения. Подавать 5V я не стал, а сразу выкинул его и всех его "родственников". Впрочем, один все же вернул и теперь он стоит на самом видном месте как напоминание. ESR у них измерялся не очень тщательно и был где-то в 2 раза хуже аналогичных от Sanyo. Одна интересная особенность – конденсаторы JPCON и JACKCON выпаяны с материнской платы ABIT BE6-II.

    Serj


    Ждём Ваших комментариев в специально созданной ветке конференции.

  • Оцените материал →
    Теги: serj

    Объявления компаний (реклама) и анонсы
    • Apple iPhone 7 Plus со скидкой по промокоду FRIDAY
    • Почти 50% скидка на наушники SENNHEISER CX300-II Precision