PowerColor Radeon RX 460
Red Dragon
Цена 10'250 руб.
ASUS GeForce GTX 1070
TURBO-GTX1070-8G
Цена 33'830 руб.
MSI GeForce GTX 1080
GAMING X 8G OC
Цена 51'750 руб.

Сервера размещены в

Мобильные устройства
Конференция
Персональные страницы
Wiki
Статистика разгона CPU (+1 за неделю, всего: 26893) RSS     
MSI GeForce GTX 1080
GAMING X 8G
Цена 53'120 руб.
Gigabyte GeForce GTX 1080
Xtreme Gaming Water cooling
Цена 62'426 руб.
MSI GTX 1070
GAMING X 8G
Цена 33'603 руб.



Объявления компаний (реклама) и анонсы
  • GTX 1060 за копейки, дешевле GTX 970!!
  • Нерефы GTX 1080 по самой низкой в Москве цене в Ситилинке
  • Новая Gigabyte GTX1080 XTREME в Ситилинке
  • R9 Fury - еще одно падение цены, смотри
  • Sapphire NITRO RX 460 - самая низкая цена в Ситилинке

Вы можете отметить интересные вам фрагменты текста,
которые будут доступны по уникальной ссылке в адресной строке браузера.

Power Supply

Serj 05.12.2003 00:15 ссылка на материал | версия для печати | архив

Эта работа участвует в нашем конкурсе статей.


Современные источники питания строят по схемам с импульсной передачей энергии, большие трансформаторы и линейные стабилизаторы с огромными радиаторами канули в лету.

Сетевой блок питания.

В сетевых БП наиболее распространены 2 типа конвертеров: HalfBridge - полумостовой преобразователь и FlyBack - обратноходовой преобразователь. У обоих типов есть свои достоинства и недостатки.

HalfBridge достаточно спокойно относится к завышенному входному напряжению и большому диапазону токов нагрузки, но даже малейшее снижение входного напряжения ниже минимального сразу сказывается на величине и стабильности выходных напряжений. Основная идея построения HalfBridge заключается в следующем: если соединить источник питания и нагрузку через ключ и периодически его замыкать, то усредненное напряжение на нем будет зависеть от соотношения времени замкнутого состояния ключа от его периода (скважность), умноженного на величину входного напряжения. Т.о., для стабилизации этого напряжения при изменении входного источника необходимо так менять скважность, чтобы произведение скважности на входное напряжение было постоянным. Но, если входное стало меньше необходимого выходного, никакой скважностью исправить не удастся, ведь скважность может меняться от 0 (ключ никогда не замыкается) до 1 (ключ замкнут всегда). В данной ситуации разумно предложить увеличение номинального входного напряжения, но тут вступает в силу другой фактор - ток нагрузки равен току из входного источника и приведенная мощность БП возрастет. Например, при полуторакратном запасе по напряжению необходимо сконструировать БП с полуторакратным превышением номинальной мощности, для чего применяются транзисторы на бОльший ток и трансформатор с бОльшей габаритной мощностью. Частично уменьшить этот вредный запас можно применением активного PFC, не путать с пассивным PFC.

FlyBack строится по другой топологии, в нем энергия накапливается в трансформаторе (вернее дросселе) и при закрывании ключа передается на выходные нагрузки. Качество трансформатора должно быть значительно лучше, чем в HalfBridge - из-за некоторой неидеальности связи первичной и вторичной обмоток существует так называемая индуктивность рассеивания. Это паразитный параметр и его величина чрезвычайно сильно сказывается на параметрах всего преобразователя. Из-за индуктивности рассеивания часть энергии выдается в виде высоковольтного импульса на первичной обмотке трансформатора, а следовательно, и на ключевом элементе. Величина этого выброса определяется индуктивностью рассеивания и энергией, накопленной в трансформаторе. Последнее пропорционально квадрату выходной мощности блока питания. Т.о., при повышении нагрузки на силовой ключ одновременно действуют два вредных фактора - увеличивается ток через ключ и напряжение на нем. С этим недостатком борются введением различных демпферных цепочек, но устранить его в топологии FlyBack невозможно. Существуют резонансные конверторы, которые компенсируют паразитную индуктивность в резонансный контур, что позволяет значительно повысить рабочую частоту преобразователя и общий КПД, но у них тоже есть свои ограничивающие факторы, поэтому и не распространены. Из перечисленного следует, что FlyBack очень спокойно относится к понижению входного напряжения, но не переносит даже кратковременного превышения выше критического - транзистор просто пробивается. Особенно неприятно соотношение предельной нагрузки и повышенного входного напряжения. Первое вызывает большой импульс напряжения из-за индуктивности рассеивания и при наложении на второе может вызвать пробой. Второй недостаток FlyBack - он плохо относится и к диапазону токов нагрузки. При маленьком токе нагрузки в трансформаторе сложно накопить столь малую энергию из-за относительно небольшой его индуктивности и сам конвертер может перейти в прерывистый режим работы, т.е. выходные напряжения будут иметь сильную пульсацию вплоть до дикого диапазона 0 - 200% и больше. Превышение тока нагрузки также вредно, ведь это вызывает повышение паразитного импульса напряжения на первичной стороне.

Внешним проявлением примененного типа конвертера может служить диапазон входных напряжений. Если указано 90-24 или "autoswitch" - это FlyBack, для HalfBridge такой диапазон невозможен и для него или ставят переключатель 110-220 или ограничивают рамками 180-250V. Как следует из особенностей, HalfBridge очень чувствителен к качеству питающего напряжения, особенно его провалам, и емкости конденсатора входного выпрямителя сети 220V. При отсутствии активного PFC, его емкость должна быть не меньше выходной мощности БП, рекомендуемое значение - в 2 раза больше. Например, для мощности нагрузки в 150W его номинал должен быть ни в коем случае не меньше 150uF, а лучше - 330uF. Если установлена меньшая емкость, то возникнут 2 деструктивных момента из-за очень значительного напряжения пульсаций на нем:

  • ухудшается (возрастает) минимальное рабочее напряжение сети
  • увеличивается нагрев самого конденсатора.

Первое приведет к неустойчивой работе компьютера даже при номинальном напряжении в сети, второе .... просто взрывоопасно. Еще один момент - в современных блоках питания компьютеров общепринята схема с последовательным включением двух конденсаторов на меньшее напряжение. В таком случае их емкость должна быть в два раза больше из-за последовательного соединения, чтобы результирующая составляла нужное значение. Дальнейшее увеличение емкости входного выпрямителя больше рекомендованного (две мощности) всегда имеет смысл, т.к. при этом растет устойчивость как к кратковременным и импульсным помехам, так и к непродолжительным провалам напряжения. Небольшие провалы напряжения не такая уж и редкость, вспомните хотя бы о мигании света при включении холодильника. И если качество сети 220V не очень хорошее - жди проблем. Улучшение фильтрации помех основано на том, что бОльший конденсатор, как правило, имеет меньшее внутреннее сопротивление. Да и бОльшая емкость входного конденсатора уменьшает пульсации на нем, что вызовет меньшие пульсации на выходных напряжениях БП. Если сеть хорошего качества, но пониженная, то увеличение конденсатора также положительно скажется - меньшая пульсация на нем даст возможность нормальной работы даже при почти минимальном входном напряжении. Может и пустяк, а часто позволяет не ставить UPS.

PFC (Power Factor Correction)

Обычная, классическая, схема выпрямления переменного напряжения сети 220V состоит из диодного моста и сглаживающего конденсатора. Проблема в том, что ток заряда конденсатора носит импульсный характер (длительность порядка 3mS) и, как следствие этого, очень большим током. Например, для БП с нагрузкой в 200W средний ток из сети 220V будет 1A, а импульсный - в 4 раза больше. Если таких БП много и (или) они мощнее? ... тогда токи будут просто сумасшедшими - не выдержит проводка, розетки, да и платить придется больше за электричество, ведь качество тока потребления весьма сильно учитывается. Например, на больших заводах имеются специальные конденсаторные установки для компенсации "косинуса". В современной компьютерной технике столкнулись с теми же проблемами, но ставить многоэтажные конструкции никто не будет, и пошли другим путем - в блоках питания ставят специальный элемент по уменьшению "импульсности" потребляемого тока - PFC. Он встраивается между выпрямителем и конденсатором, ограничивает ток по амплитуде и растягивает во времени. PFC бывают пассивными и активными, что определяется демпфирующим элементом.

Пассивные PFC

Пассивные PFC делают на реактивном элементе - дросселе. К сожалению, для получения приемлемой эффективности его размеры получаются соизмеримы с размерами трансформаторного варианта построения этого блока питания, что экономически не выгодно. Большие геометрические размеры дросселя получаются потому, что он должен работать на частоте 50Hz (точнее 100Hz из-за удвоения частоты после выпрямления) и он никак не может быть меньше соответствующего трансформатора на такую же мощность. Довольно часто в БП под вывеской "пассивный PFC" скрывается дроссель весьма малых размеров. Точнее сказать, там не может быть дросселя достаточных размеров из-за весьма ограниченного места в корпусе обычного компьютерного БП. Подобный декоративный PFC может испортить динамические характеристики БП или стать причиной неустойчивой работы.

Если провести моделирование пассивных PFC, то хорошо видна разница между ними:

Разные типы разделены цветами:

  • красный - обычный БП без PFC,
  • желтый - увы, "обычный БП с пассивным PFC",
  • зеленый - БП с пассивным PFC достаточной индуктивности.

На модели показаны процессы при включении БП и кратковременном провале через 250mS. Большой выброс напряжения при наличии пассивного PFC получается потому, что в дросселе накапливается слишком большая энергия при заряде сглаживающего конденсатора. Для борьбы с этим эффектом производят постепенное включение БП - вначале последовательно с дросселем подключается резистор для ограничения стартового тока, потом он закорачивается. Для БП без PFC или с декоративным пассивным PFC эту роль выполняет специальный терморезистор с положительным сопротивлением, т.е. его сопротивление сильно возрастает при нагревании. При большом токе такой элемент очень быстро нагревается и величина тока уменьшается, в дальнейшем он охлаждается из-за уменьшения тока и никакого влияния на схему не оказывает. Т.о., терморезистор выполняет свои ограничивающие функции только при очень больших, стартовых токах. Для пассивных PFC импульс тока при включении не так велик и терморезистор зачастую не выполняет свою ограничивающую функцию. В нормальных, больших пассивных PFC кроме терморезистора ставится еще специальная схема, а в "традиционных", декоративных этого нет.

И по самим графикам. Декоративный пассивный PFC дает всплеск напряжения, что может привести к пробою силовой схемы БП, усредненное напряжение несколько меньше случая без_PFC и при кратковременном пропадании питания напряжение падает на бОльшую величину, чем без_PFC. На лицо явное ухудшение динамических свойств. Нормальный пассивный PFC также имеет свои особенности. Если не учитывать начального всплеска, который в обязательном порядке должен быть компенсирован последовательностью включения, то можно сказать следующее:

  1. Выходное напряжение стало меньше. Это правильно, ведь оно равно не пиковому входному, как для первых двух типов БП, а "действующему". Отличие пикового от действующего равно корню из двух.
  2. Пульсации выходного напряжения значительно меньше, ведь часть сглаживающих функций переходит на дроссель.
  3. Провал напряжения при кратковременном пропадании напряжения также меньше по той же причине.
  4. После провала следует всплеск. Это очень существенный недостаток и это основная причина, почему пассивные PFC не распространены. Этот всплеск происходит потому же, почему он происходит при включении, но для случая начального включения специальная схема может что-то откорректировать, то в работе это сделать много труднее.
  5. При кратковременном пропадании входного напряжения выходное меняется не так резко, как в других вариантах БП. Это очень ценно, т.к. медленное изменение напряжения схема управления БП отрабатывает весьма успешно и никаких помех на выходе БП не будет.

Для других вариантов БП при подобных провалах на выходах БП обязательно пойдет помеха, что может сказаться на надежности функционирования. Как часты кратковременные пропадания напряжения? По статистике, 90% всех нестандартных ситуаций с сетью 220V приходится как раз на такой случай. Основной источник возникновения, это переключения в энергосистеме и подключение мощных потребителей.

На рисунке показана эффективность PFC по уменьшению импульсов тока:

Для БП без PFC сила тока достигает 7.5A, пассивный PFC уменьшает ее в 1.5 раза, а нормальный PFC уменьшает ток значительно больше.

Активные PFC

Активный PFC это, по сути, еще один преобразователь, который встраивается между выпрямителем и конденсатором. Обычно, это повышающий преобразователь (StepUp) и он стабилизирует напряжение на выпрямительном конденсаторе на уровне, несколько бОльшем, чем максимальное напряжение в входной сети, обычно это 400V. Отличие активного PFC от простого преобразователя в том, что он питается от несглаженного напряжения и ограничивает свой ток из источника так, чтобы он соответствовал желательному, приближал форму тока к виду резистивной нагрузки. У активного PFC все свойства хорошего пассивного PFC без его недостатков. К достоинствам PFC в целом надо отнести:

  • хорошую фильтрацию помех из сети 220V, особенно в пассивных PFC;
  • вообще говоря, емкость конденсатора входного выпрямителя можно уменьшить в 2 раза - из-за накопления энергии в схеме PFC требования к емкости конденсатора смягчаются. Для случая декоративного пассивного PFC этот конденсатор нельзя уменьшать - стартовый бросок напряжения увеличится еще больше;
  • значительно бОльший рабочий диапазон входного напряжения для активного PFC. Дело в том, что при заниженном входном напряжении активный PFC будет пытаться стабилизировать напряжение на выпрямительном конденсаторе.

Т.е. у всей схемы появились положительные свойства FlyBack без ее недостатков в превышении мощности и напряжения питания. Недостаток PFC один - повышение стоимости и увеличение размера БП.

Стабильность напряжений

Сетевой блок питания компьютера выдает несколько напряжений разной мощности. Проблема в том, что обратную связь можно взять только с одного выхода, остальные будут менее стабильными, степень нестабильности зависит от качества примененных схемных решений и комплектующих. Получается, что сильная нагрузка по основному выходу не изменит напряжение на нем, но сильно скажется на остальных выходах. Это было бы слишком плохо. Например, при обратной связи по +5V, напряжение на выходе +12V будет меняться в диапазоне 11-13V. Увы, этот дефект невозможно устранить, но можно слегка подретушировать, что и делается. В компьютерных БП обратную связь берут не с одного выхода, а двух: 5V и 12V с соответствующими коэффициентами 5/7 и 2/7, что дает стабилизацию как бы 7V от их суммы. Т.о., при нагрузке по +5V напряжение не станет абсолютно стабильным, но и +12V будет изменяться в меньшем диапазоне. Способ простой, но действенный. Раньше основная нагрузка БП была по +5V и силовые схемы рассчитывались на небольшой перекос в эту цепь, появление спецификации Intel несколько изменило эту коррекцию. На сегодняшний момент под вывеской "P4 compatible" часто встречаются обычные БП с предкоррекцией в +5V, что негативно сказывается на балансе +5V к +12V. Такой БП в материнской плате с силовой частью от +12V выдаст не обычные +5V/+12V, а перекошенные +5.1V/+11.5V. Мелочь, а неприятно, да и не все компоненты такое перенесут полностью спокойно. Если основная нагрузка приходится на +5V, т.е. нет специального 12V разъема на материнской плате, то можно улучшить характеристики БП заменой красных проводов от БП к материнской плате на более толстые. Другой способ более радикален - применение синхронного выпрямителя. Для выпрямления напряжения +5V применяют диоды Шоттки, имеющие падение напряжения порядка 0.5V. Это число нельзя уменьшить, она зависит от технологии. К слову сказать, обычные диоды имеют еще бОльшие потери, в 1.5-2 раза. При токе нагрузки 20A, обычного для современных процессоров, только в диодах потери составят 10W, что составляет примерно половину всего тепла в блоке питания. Кроме тепла, это еще и дестабилизирует напряжения на других выходах БП, ведь падение на диодах функция переменная и от тока и от температуры, а обратная связь берется по этому выходу. Для уменьшения потерь можно применить синхронный выпрямитель, схема которого представлена на рисунке:

Если параллельно выпрямительному диоду поставить ключ и замыкать его в нужные моменты времени, то это уменьшит потери. Ключ можно реализовать на биполярных транзисторах или MOSFET. Первое сложнее, а технология MOSFET позволяет получить лучшие результаты при меньших затратах. В приведенной схеме для реализации синхронного выпрямителя добавляются элементы R1,R2,M1,M2, остальные детали уже есть в выпрямителе БП и ничего изменять не придется. Сами MOSFET лучше вынести на отдельную пластину - хоть они и мало рассеивают тепла, но 20A все же много.

По деталям: резисторы R1/R2 любой мощности могут иметь номинал 1-2.2 Om и не обязательно одинаковые, MOSFET лучше выбрать с минимальным сопротивлением (порядка 5-8mOm) на напряжение 40-60V. Если поставить с меньшим напряжением возможен пробой, если с бОльшим - растет емкость затвора, что отрицательно скажется на динамике включения/выключения, да и цена растет. Начать поиски можно, например, с International Rectifier (www.irf.com). У меня работают MOSFET 6mOm 50V уже долгое время. При желании еще уменьшить потери или при отсутствии низкоомных MOSFET, их можно включать параллельно без каких-либо побочных эффектов и с соответствующим линейным уменьшением падения напряжения на открытом ключе (что невозможно для биполярных транзисторов) с одним обязательным условием - в цепи затвора каждого MOSFET должен стоять свой, персональный резистор! Если это правило не соблюдать, то MOSFET может вызвать генерацию на ультравысокой частоте и мгновенно сгореть. Резистор в цепи затвора демпфирует внутреннюю паразитную индуктивность цепи затвора. Это не совсем полная схема, в ней не выполняется закорачивание диодов в паузе, но и она улучшает параметры БП. Эффективность применения данного MOSFET уменьшило падение на выпрямителе силовой цепи +5V с 0.5V до 0.012*20=0.25V при токе нагрузки 20A. Хоть я применил 6mOm MOSFET и, теоретически, падение должно быть 6*20=120mV, но сопротивление MOSFET нормируется при 20 градусах. Температура кристалла MOSFET в рабочем режиме больше и эти декларированные 6mOm надо умножать на 2, что и соответствует реальным рабочим параметрам.

Еще одно положительное свойство синхронного выпрямителя - обмотки трансформатора для +5 и +12 получаются жестко связаны с выходными дросселями по соответствующим выходам. Для обычного диодного выпрямителя такой жесткой связи нет, ведь диоды открываются только при определенной полярности напряжения на них. Из-за не 100% связи обмоток трансформатора часть энергии начнет перераспределяться в слабонагруженный выход и на том выходе напряжение будет повышаться от увеличения нагрузки по другому выходу. Подобная доработка дала следующие результаты:

  • в 1.5-2 раза уменьшились взаимные изменения выходов +5V и +12V от тока нагрузки;
  • примерно на 0.3V уменьшились потери на выходе +5V, что выразилось в повышении на 0.25V выхода +5V и уменьшении на 0.5V выхода +12V. Сейчас они составляют +5.1V и 12.3V. Напряжение +5V я был вынужден слегка повысить - плохо работал внутренний модем;
  • изменение выхода +5V под нагрузкой (от него питается конвертер процессора) стало значительно лучше.

Дальнейшее развитие схемы до полного синхронного выпрямителя по +5V и введение аналогичного по +12V может еще больше улучшить тепловой режим и позволит даже отказаться от вентилятора, если в этом существует необходимость. Синхронный выпрямитель по +12V наиболее целесообразен для материнской платы с силовой частью от +12V, т.е. с специальным разъемом 12V.

Выход блока питания +3.3V стоит особняком, по нему ставится свой специальный стабилизатор с обратной связью по выходному разъему к материнской плате. Это важно, ведь стабильности этого напряжения уделяется особое внимание - от него может запитываться чипсет и ОЗУ. Хочу особо подчеркнуть - при покупке блока питания надо специально обращать внимание на наличие обратной связи прямо с разъема к материнской плате. Внешне это выглядит как 2 провода, часто оранжевого цвета, выходящих из одного контакта с края разъема. Как-то мне не повезло и попался именно такой БП, напряжение менялось в диапазоне 3.2-3.5V, что крайне отрицательно сказалось на работоспособности компьютера даже в штатном режиме.

Конвертер питания процессора

Современные процессоры потребляют очень большую мощность. Точнее говоря, почти вся мощность сетевого блока питания уходит на процессор. Поэтому эффективности преобразователя питания процессора уделяется особое внимание. Важно учесть специфику этого конвертера - необходимость качественной стабилизации и отсутствие специального обдува, имеющегося в сетевом БП.

Классическая схема синхронного однофазного конвертера представлена на этом рисунке:

Ключи на MOSFET M1 и M2 открываются поочередно, диод D1 в данной схеме не нужен и нарисован только потому, что входит в состав MOSFET как паразитный элемент, MOSFET без диода между стоком и истоком не бывает. Выходное напряжение определяется соотношением времени открытого состояния ключа M1 к общему времени, т.е. скважностью, умноженному на напряжение источника питания. Еще одно наблюдение - ток нагрузки равен току через ключи M1/M2, что очень сильно ограничивает применение такой схемы для больших токов. Ток потребления современных процессоров доходит до 100A при весьма низком напряжении. С учетом необходимости крайне высокого КПД схемотехника конвертера сильно усложняется. Обычные MOSFET имеют сопротивление не лучше 5mOm, что при токе в 100A с учетом разогрева составит 0.005*2*(100*100)=100W. Такую импульсную мощность может выдержать только очень мощный MOSFET на огромном радиаторе. Да и ... КПД 50% для импульсного источника выглядит как-то странно и лишено хоть какого-то смысла. Естественно, сразу возникает желание уменьшить сопротивление ключа разработкой специального MOSFET, что не составляет проблем для современной индустрии, но получаемая цифра сопротивления уже соизмерима с сопротивлением выводов, пайки и трасс на плате.

Другой способ, по которому и пошли, состоит в параллельном включении нескольких ключей. Здесь два варианта - просто запараллелить несколько MOSFET или продублировать всю схему целиком. Второй вариант ничуть не дороже, ведь дроссель на 100A сделать не дешевле трех по 30A, а, к тому же, такое построение обладает рядом замечательных свойств. Например, если разнести схему на несколько равноценных частей и сдвинуть по фазе друг относительно друга, то это уменьшит пульсации тока через выходной конденсатор и как бы повысит рабочую частоту конвертера в пропорциональное количество раз. Если вернуться к однофазной схеме, то видно, что выходное напряжение поддерживается постоянным за счет индуктивности L1 и, вообще говоря, без участия конденсатора C2. При достаточно большой индуктивности L1 ток через дроссель не будет существенно изменяться и выходное напряжение также не будет меняться. Случай напоминает рассуждения о пассивном PFC, приведенные выше. При открывании ключа M1 ток в дросселе L1 возрастает, а при открывании M2 - уменьшается. Если конвертер будет многофазным, то все бОльше время будут открыты верхние ключи и меньший вклад каждого тока в суммарный, выходной ток. Например, для двухфазного конвертера при 50% скважности будут одновременно открываться и закрываться противоположные ключи, что даст полностью взаимно-симметричные токи в дросселях обоих фаз конвертера и суммарный ток будет полностью постоянным. Это идеальный случай, в реальности скважность не всегда 50% и полной компенсации не получается. При большом количестве фаз проще подобрать "выгодное" фазное соотношение.

На следующем рисунках приведена форма тока для разных количествах фаз и скважности.

---------- для 5V ----------

однофазный двухфазный трехфазный
---------- для 12V ----------
однофазный трехфазный четырехфазный

В варианте +5V приведены токи для одно, двух и трехфазного конвертера, для варианта +12V даны одно, трех и четырехфазный конвертеры. Если взять однофазные варианты для 5V и для 12V, то видно, что амплитуда тока в них одинакова, различие в скорости нарастания тока. Так и должно быть, ведь при включении верхнего ключа M1 скорость нарастания тока напрямую зависит от разности напряжения питания и выходного напряжения. Для 5V эта разность будет 3.3V, а для 12V составит 10V. Т.о., время открытого состояния верхнего ключа для случая 12V будет существенно меньше. Если сравнить остальные графики, то можно заметить, что двухфазный конвертер от 5V имеет лучшие параметры, чем от 12V, а трехфазный от 5V вообще не имеет конкурентов. Чем бОльше разница между напряжением питания и выходным напряжением, тем больше надо количество фаз для получения аналогичного качества пульсаций тока.

Как подтверждение сказанному приведу один пример из практики. Как-то нужно было подключить ATX блок питания к материнским платам с новым тогда 12V разъемом. Ну, я рассказал как, сделали и это все прекрасно проработало несколько месяцев, пока не сгорел выпрямитель по цепи +5V блока питания. Это показалось странным, ведь силовая часть запитывается от +12V, и оказалось, что этот специальный 12V разъем был припаян не к 12V, а к +5V и через один тонкий провод. Бедный БП пытался прокачать 100W по хилому проводу, вот и сгорел выпрямитель. После восстановления БП и перепайки на 12V все нормально заработало, но вот с разгоном дело явно ухудшилось. Не так чтобы сильно, но заметно.

Путь умощнения конвертера простым увеличением фазности тоже не беспроблемен. Несогласованность фаз из-за неполной идентичности компонентов обещает большие проблемы при аппаратуры в будущем. Впрочем ... при большом количестве фаз (>10) конвертор получает очень сильное свойство псевдо-линейного стабилизатора. Дело в том, что усилитель обратной связи должен иметь граничную частоту ниже рабочей частоты конвертера как минимум в 10 раз, иначе он или самовозбудится или будет работать неустойчиво. Введение очень большого количества фаз как бы во столько раз повышает рабочую частоту, что позволит расширить полосу усилителя обратной связи. Т.о., при большом числе фаз такой конвертер сможет отрабатывать изменения выходного напряжения в пределах такта конвертера. Очень сильное свойство! ... при этом нет необходимости ставить сверхмощные MOSFET и вся конструкция может выйти даже меньше, чем существующие. Подобная супермногофазная схема обеспечит качественную динамическую стабилизацию выходного напряжения. Впрочем, игра в минимизацию пульсаций тока лишена малейшего смысла - динамические нагрузки могут выдерживать только качественные фильтрующие конденсаторы (или пока несуществующая супермногофазная схема). Причем, слишком большие дроссели здесь только ухудшают дело.

На следующем рисунке представлена модель с включением "процессорного охлаждения":

На первом участке, до 2mS, идет постоянная нагрузка, потом включается охлаждение. Суть охлаждения в том, что процессор выключается в те моменты времени, когда он не нужен операционной системе. Сама ОС постоянно активизируется по прерываниям от периферийных устройств и, наиболее часто это происходит от таймера. Степень "провала" напряжения зависит исключительно от внутреннего сопротивления конденсаторов, а выброс вверх – от емкости конденсаторов и индуктивности дросселей конвертера. Чем больше эти дроссели, тем хуже будет выброс.

Если Вы думаете, что только при программном охлаждении существуют подобные скачки тока, то заблуждаетесь - в многопоточной операционной системе идет постоянное переключение задач, неизбежно сопровождаемое бросками тока, ведь разные задачи в разное время выполняют различные наборы команд и используют разные ресурсы, что не может не сказаться на динамическом характере нагрузки. И еще ... если сравнить пульсации напряжения (это размывание линии напряжения) с всплесками и провалами, станет понятна абсурдность многофазных решений только для уменьшения пульсаций тока. Динамику может улучшить только применение большого количества качественных электролитических конденсаторов. Альтернативный путь - комбинирование импульсных и линейных устройств. В таком построении силовую часть будет нести импульсный конвертер, а линейная часть будет подавлять всплески и провалы напряжения. Т.к. их продолжительность во времени не очень велика, то суммарный КПД не сильно ухудшится.

Пока такие устройства не реализованы.

Конденсаторы.

Конденсаторы, это накопительный элемент источника питания. Если внешнее напряжение больше, чем в конденсаторе, то он начинает запасать в себе энергию, если внешнее меньше, то конденсатор отдает запасенную энергию из себя. Энергия в конденсаторе считается как квадрат напряжения на нем, умноженным на его емкость и деленную на два. Т.е. чем больше его емкость, тем лучше демпфирующие, фильтрующие свойства конденсатора. Увы, емкость не единственный параметр, описывающий сглаживающие свойства конденсатора, есть и паразитные параметры - индуктивность и внутреннее сопротивление(ESR). Для рабочих частот конвертера порядка 300KHz индуктивная составляющая пренебрежимо мала, а вот ESR представляет очень серьезную проблему. Основных источников ESR два:

  • сопротивление электролита
  • сопротивление алюминиевой ленты, которой намотаны обкладки конденсатора.

Если с электролитом все понятно, применяют специальные составляющие, то с лентой технологические проблемы. Обычный конденсатор делается из двух лент, смотанных в рулон. Технологически проще делать отвод только от начала намотки. Это хорошо для несильноточных конденсаторов, а в силовых конденсаторах оммическое сопротивление ленты сказывается настолько сильно, что может даже зачеркнуть емкость конденсатора. Например, Low-ESR конденсатор значительно меньшей емкости и размеров обеспечит меньшие пульсации, чем обычный большой конденсатор даже при его большей номинальной емкости.

Для уменьшения сопротивления ленты делают много отводов от нее, обычно от восьми до 15. Это, с одной стороны, уменьшает внутреннее сопротивление, а с другой - сильно усложняет и удорожает техпроцесс, ведь приваривать выводы приходится уже после намотки конденсатора. Подробнее о ESR можно почитать, например на www.lowESR.com. Для улучшения свойств конденсатора в последнее время начали применять органический наполнитель. Например, для конденсаторов, которые обычно ставят в конвертер процессора, характерны следующие параметры:

тип

номинал

напряжение

диаметр

высота

ESR, Om

максимальный ток, A

RubyCon MZR

1500uF

6.3V

10

12.5

0.026

1.6

RubyCon MZR

1800uF

6.3V

10

16

0.019

2

RubyCon MZR

2200uF

6.3V

10

20

0.013

2.5

RubyCon MZR

1500uF

16V

10

20

0.013

2.5

RubyCon YXG

2200uF

6.3V

10

23

0.042

1.7

Sanyo MV-CX

2200uF

6.3V

12.5

16

0.049

1.5

Sanyo MV-WX

2200uF

6.3V

10

20

0.023

1.8

Sanyo MV-WG

2200uF

6.3V

10

20

0.013

2.7

----- конденсаторы с органическим электролитом -----

тип

номинал

напряжение

диаметр

высота

ESR, Om

максимальный ток, A

NIC NSPZR

560uF

4V

8

11.5

0.01

5

NIC NSPZR

820uF

4V

10

12.5

0.008

5.5

NIC NSPZR

390uF

6.3V

8

11.5

0.015

4.7

Vishay 94sa

2200uF

6.3V

16

25

0.015

10

Vishay 94sp

1500uF

4V

10

20

0.01

6.5

Интересное наблюдение - ESR почти не зависит от напряжения и емкости, а только от геометрических размеров конденсатора. Еще на что хочется обратить внимание - чем меньше ESR конденсатора, тем больший ток он может выдержать, что закономерно, ведь именно на ESR выделяется тепло от тока. Органические конденсаторы имеют меньше сопротивление и значительно больше импульсный ток - замена электролита сказывается весьма положительно. Но у них есть один важный недостаток, весьма сдерживающий их распространение - цена. Например, Vishay 94sa 2200uF 6.3V стоит 4.5$, а аналогичный RubyCon = 0.8$. Если учесть, что таких конденсаторов надо как минимум 6, то ... пока органические конденсаторы находят свое применение в преобразователях видеокарт, там менее сказывается цена, а размер крайне важен.

Когда началась эпопея с потекшими конденсаторами, ABIT сказала, что в дальнейшем будет применять только качественные конденсаторы известной фирмы RubyCon. В расчетах использую лучшее, что может представить эта фирма на текущий момент. Обычно, на выходе конвертера ставится 6 конденсаторов по 2200uF, что, по приведенным техническим данным, ограничивает максимальный ток в 6*2.5A=15A. Хм ... странно, ведь процессор потребляет значительно больше! Если не включается режим программного охлаждения, то никаких проблем нет - основная часть тока будет идти с дросселей и нагрузка на конденсаторы будет не так велика. При включении программного охлаждения ситуация сильно меняется, все старт-стопные переходные процессы ложатся исключительно на плечи конденсаторов и ...

Одно время текли конденсаторы, в частности тут отличился ABIT. Но дело не в "некачественных" конденсаторах, а в одной простой истине - надо соблюдать нормы технической эксплуатации конденсаторов. На данный момент все фирмы его нарушают, шесть конденсаторов ставить нельзя. Косвенный признак - если электролитический конденсатор горячий, жди беды.

Кроме выходных, в конвертере ставят блокировочные конденсаторы по первичному источнику питания. Там ставятся подобные конденсаторы только на большее напряжение и меньшую емкость. Что интересно, токи через эти конденсаторы даже больше, чем через выходные, им же не помогают дроссели, а их количество даже меньше. Расчет по их предельному току 3*2.5A=7.5A показывает .... интересно, когда они потекут???

К сожалению, блокировочным конденсаторам приходится самим справляться с таким большим импульсным током, ведь в самом сетевом БП конденсаторы чисто номинальные и служат другой цели - чтоб не возбудилась цепь обратной связи самого БП. Впрочем, смысла ставить хорошие конденсаторы в сетевой БП все равно нет, провода от БП к материнской плате имеют слишком большую индуктивность.

Керамические конденсаторы.

Эти конденсаторы выполняют сглаживающие функции, аналогично рассмотренным выше электролитическим конденсаторам, но в более высокочастотной области. Для частот выше 1MHz электролитические конденсаторы уже не способны что-либо сделать из-за своих гигантских размеров, да и их технология не рассчитана на работу на очень больших частотах. Для этого применяют керамические конденсаторы. У них значительно меньшая емкость, обычно не выше 1uF, но они могут работать в большей полосе частот из-за значительно меньшей внутренней паразитной индуктивности. Впрочем, и здесь есть похожие проблемы. Естественно желание поставить конденсатор максимально-большой емкости для выбранного размера корпуса, но вместе с емкостью растет и внутренняя индуктивность:

Получается, что нужно ставить несколько конденсаторов для получения малого сопротивления во всем диапазоне частот. Рабочая частота современных микросхем составляет 500MHz-3GHz, что сильно усложняет схемотехнику.

Наблюдения - минимальным сопротивлением на этих частотах обладают только конденсаторы с очень маленькой номинальной емкостью, да и само получаемое сопротивление очень велико, не лучше 0.3Om. И ... чем меньше размер корпуса конденсатора, тем хуже его сопротивление (импеданс) в этой полосе частот. Самый оптимальный размер 0603 и 0805.

Если взять пример видеокарты и наиболее доступный тип конденсаторов COG/NPO, то импеданс конденсаторов составит:

емкость

50MHz

150MHz

250MHz

400MHz

800MHz

1nF

3

0.08

-

-

-

330pF

10

1.3

0.2

-

-

100pF

30

10

5

0.7

-

Знаками '-' обозначен импеданс с индуктивной составляющей, т.е. на этих частотах конденсатор скорее вредит, чем уменьшениет пульсации.

На основе этих графиков можно попробовать вывести формулу для вычисления емкости конденсатора от максимальной рабочей частоты, что, весьма примерно, составит:

Zmin = 0.5*F, где:

  • Z - импеданс, Om
  • F - частота, GHz

Если подставить это эмпирическое приближение в формулу расчета импеданса

Z=1/(2*Pi*F*C), где:

  • C - емкость конденсатора
  • Pi - число Pi = 3.14....

... то получится следующее:

0.5*F=1/(2*Pi*F*C*k) (емкость в nF, частота в GHz).

Но в формуле не учитывается резонансный характер изменения импеданса, т.е. надо дополнительно сделать поправку в k=7 раз. В результате получается: C=1/(50*F*F) (емкость в nF, частота в GHz)

Формула весьма примерна, но отражает реальное положение дел.

Температурный диапазон.

Температура - достаточно важная составляющая качественной работы источников питания.

Для электролитических конденсаторов указывается минимальная и максимальная температура. Если температура опустится ниже минимальной, то электролит потеряет свои свойства и емкость конденсатора катастрофически уменьшится. При превышении максимальной также происходит отрицательное воздействие на электролит вплоть до механического разрушения всего конденсатора. Тут важно учесть, что кроме внешнего нагрева теплым воздухом, еще и сам конденсатор нагревается от тока через него.

Для керамических конденсаторов действуют аналогичные правила, но накладывается и еще одна составляющая - их емкость максимальна при обычной, комнатной температуре, а вот при уменьшении или увеличении температуры их емкость падает.

Дроссели и другие изделия из феррита весьма болезненно относятся к перегреву, на феррит есть так называемая точка Кюри. Если температура ферритового сердечника превысит этот порог, то его магнитные свойства скачкообразно ухудшаться. Точнее, он как бы перестанет существовать. Подобный случай фатален, ведь если другие компоненты достаточно плавно меняют свои свойства, то феррит просто 'выключится'. Впрочем, предельная температура не так уж и мала и составляет 70-90 градусов для разных типов ферритов.

MOSFET. Силовые ключи в конвертерах делают на MOSFET, а для них температура сказывается на сопротивлении в открытом состоянии.

Зависимость не такая уж и сильная, но если учесть, что это температура кристалла, т.е. надо добавлять 20 градусов, то результирующая температура может вызвать опасения.

Микросхемы управления источников питания достаточно спокойно относятся к изменению температуры, конечно, если она находится в разумных пределах. Впрочем, и тут не без проблем - одни и те же микросхемы выпускаются для различных температурных диапозонов:

-55oC < T < 125o
-40oC < T < 85o
0oC < T < 70oC

Версии под бОльший температурный диапазон стоят во много раз дороже и, естественно, никто не поставит в компьютер детали с расширенным температурным диапазоном.

Практическое применение.

Доработка сетевого блока питания.

1.Входной фильтр.

В качественном БП такой фильтр уже есть, но если отсутствует, то добавление может несколько уменьшить влияние помех из сети 220V и, возможно, несколько уменьшит помехи на экране монитора, тюнера и модема. Дело в том, что при отсутствии фильтра помехи из БП и из сети 220V проходят на корпус, что и 'наводит' помехи на все провода из/в компьютер.

Эффект не столь заметен, но и затраты незначительны при наличии ненужного старого БП.

2. Сглаживающий конденсатор.

Как говорил выше, в сетевом БП применяется схема с последовательным включением двух конденсаторов на половинное напряжение. Этим достигается универсальность - при переключении в '110V' происходит удвоение входного сетевого напряжения и тот же БП сможет работать от сети 110V без каких-либо специальных решений, что удешевляет конструкцию.

типовая схема

улучшение ВЧ цепи

увеличение конд-ра

На рисунках представлена типовая схема и ряд последовательных доработок. На схемах 'from diode' означает выпрямленное напряжение с диодного моста (или на сборке или 4 дискретных диода), "A" - провод к силовому трансформатору.

Стадии доработки:

Первая. Конденсатор C3 отсоединяется от средней точки C1/C2 и подключается к '+' выпрямителя, второй, аналогичный конденсатор подключается между "A" и "-" выпрямителя. Этим достигается две цели - ВЧ ток от силового трансформатора не протекает через электролитические конденсаторы и через силовой трансформатор не будет протекать импульсный ток перезаряда конденсаторов C1-C2, возникающий из-за их неодинаковости. Попутно, емкость конденсатора C3-C3a увеличивается в 2 раза, что несколько увеличит взаимную стабильность всех выходных напряжений БП.

Причину этого иллюстрирует следующий рисунок:

где зеленым дано желаемое, а красным - получаемое напряжение.

Еще повод для этой доработки - номинал конденсатора в 1u сохраняется еще с времен блоков питания 200W AT, а сейчас реальные мощности нагрузки возрасли в несколько раз.

Эффект не столь заметен, но и затраты незначительны при наличии ненужного старого БП.

Вторая. Увеличение емкости конденсаторов C1/C2 можно выполнить двумя способами - или простой заменой существующих на максимально-допустимые по конструктивным размерам без изменение схемы, или кое-что подправить и установить конденсаторы на полное напряжение. Замечено, что размеры конденсатора сохраняются при увеличении напряжения и соответствующем уменьшении емкости. Т.е., конденсатор 470u на 250V и 330u на 350V будут иметь одинаковые размеры. Короче говоря, первый вариант доработки позволит добиться в 2 раза меньшей емкости, чем второй. При втором варианте конденсаторы надо брать на номинальное напряжение 350V, бОльшее значение не ухудшит показатели, но труднее получить желаемую емкость, а меньшее напряжение (315V) уже 'на грани' допустимого.

Если у Вас сеть обычная, не завышенная, то могут подойти конденсаторы на 315V .... впрочем, не советую. Попытка установки конденсаторов на еще меньшее номинальное напряжение приведет к взрыву. Конечно, это не граната, но 'конфетти' придется собирать со всей комнаты, да и компьютер может пострадать - например, ударом оторвет головки HDD.

Расчет эффективности доработки.

Берем обычный блок питания на 300W. В нем конденсаторы C1/C2 имеют параметры 330uF x 250V x 2 штуки, а минимальное рабочее напряжение сети = 190V. Для примера расчета нужно оценить мощность нагрузки, которая составит: AMD Athlon XP 3000+, nForce2, 512Mb, Radeon R9700, один HDD = 90W + 10W + 5W + 30W + 15W = 150W. С учетом того, что КПД блока питания совсем не 100%, а где-то 90%, то мощность, приведенная к входному напряжению составит 150/0.9=170W

Расчеты по напряжению пульсаций ведутся по весьма простой формуле:

V=I*T/C, где

  • V - изменение напряжения
  • I - ток через конденсатор
  • T - время
  • C - емкость конденсатора

1. Расчет потерь напряжения из-за емкости конденсаторов.

а) потери на сетевом конденсаторе.

Напряжение 280V, мощность 170W, что дает ток нагрузки в 0.6A. Remark: в расчетах фигурирует 280V, а не 300V = пиковое напряжение сети 220V - это вызвано пульсациями на выпрямительном конденсаторе. По рисунку видно, что конденсатор заряжается 2.5mS, а остальное время разряжается через нагрузку, т.е. время = 10-2.5=7.5mS. Емкость конденсатора составит 330uF/2 из-за последовательного включения двух аналогичных на меньшее напряжение. Расчетное напряжение пульсаций составит: V=0.6*7.5/170=26V. Аналогичный расчет для измененной схемы с двумя конденсаторами 330u 350V дадут: V=0.6*7.5/660=7V

б) потери на ВЧ конденсаторе.

Через этот конденсатор протекает в два раза бОльший ток из-за особенности схемотехники Halfbridge.

Ток = 0.6*2=1.2A

Время считается как обратное от частоты преобразователя с учетом скважности. Обычно это где-то 50KHz и скважность порядка 80%. Т.о., время = 8uS. Емкость конденсатора = 1uF. Расчетное напряжение пульсаций составит: V=1.2*8/1=10V.Аналогичный расчет для измененной схемы с двумя конденсаторами = 5V

в) суммарные потери на конденсаторах.

Не вдаваясь в тонкости, можно просто сложить потери на сетевом и ВЧ конденсаторах, что составит 36V для типового БП и 12V после доработки.

2. Расчет минимального рабочего напряжения сети 220V.

При номинальном напряжении 280V скважность = 0.80, т.е. минимальное входное напряжение вычисляется из V*Q=const и будет 280*0.8/1=224V. С учетом пульсаций на конденсаторах это минимальное напряжение составит:

  • для типовой схемы 224+36=260V или 260/1.414=183V
  • после изменения схемы 224+12=236V или 236/1.414=166V

Т.о., типовой БП будет работать строго в стандартной спецификации на сеть 220V +10%/-15% = 240...187V но при выходе сети из 'стандарта' вызовет неустойчивую работу. После доработки устойчивость к нестабильности сети 220V возрастет.

3. Расчет устойчивости блока питания к кратковременным провалам напряжения сети 220V.

В данном случае рассматривается случай нормального напряжения в сети 220V при кратковременном провале. Этот случай является типичным сбоем по сети 220V и расчет под него особенно важен. При расчете полагается, что конденсатор разряжается с номинального 280V до 224V, при котором скважность уже не сможет скомпенсировать изменение напряжения и компьютер выключится. Считается все по той же формуле:

T=C*U/I

  • для типового случая это будет: T= 165*(280-224)/0.6=15mS (считается без учета изменения тока нагрузки от напряжения, погрешность расчета будет небольшой)
  • для измененной схемы составит: T= 660*(300-224)/0.6=84mS (напряжение берется больше потому, что меньше пульсации на конденсаторе)

Т.о. для типовой схемы допустимым является 2/3 периода частоты сети 220V, для модифицированной - 4 периода. По статистике, продолжительность наиболее частого провала напряжения составляет один период, т.о ....

4. Синхронный выпрямитель.

О нем я говорил выше, вряд ли что-то надо добавлять специально.

Доработка конвертера питания процессора.

Рекомендовать какие-нибудь серьезные модификации сложно, разнообразие схемных решений весьма велико.

1. Для 12V конвертеров можно добиться лучших результатов за счет перехода с 12V на 5V. Пробовать осторожно, часто провод 12V дублируется с основного раз'ема mainboard и если туда подключить 5V будет короткое замыкание +5V и +12V - последствия фатальны. Есть mainboard, которые не будут работать даже при несколько пониженном +12V, а не то, что от +5V.

К переределке не рекомендуется, это 'экстрим'. (впрочем, вполне работоспособный)

2. Улучшение электролитических конденсаторов фильтра.

Можно попробовать заменить конденсаторы на органические Ultra Low ESR. Сложно советовать какую-то конкретную модель и тип, ведь они труднодоставаемы, да и стоят весьма существенно. Настойчиво советую ставить конденсаторы только той емкости, что были в схеме, иначе изменится передаточная характеристика.

Хоть и 'экстрим', но менее опасный.

3. Замена MOSFET на более низкоомные.

Наверно, не стоит, если только они не слишком греются. Дело в том, что при умощнении MOSFET растет его емкость затвора и схеме управления труднее быстро управлять этой возросшей емкостью. Как безопасный вариант - взять описание на существующий MOSFET и найти с такой же емкостью затвора и меньшим сопротивлением. Обычно, помогает посмотреть MOSFET другой фирмы.

Эффект малозаметен, доработка вряд ли рациональна.

Установка дополнительных керамических конденсаторов.

Для повышения стабильности на высоких частотах можно попробовать усилить демпфирующие конденсаторы. Наиболее рационально это делать для памяти и процессора mainboard и видеокарты. Особенно интересно было бы усилить конденсаторы на процессоре, ведь там стоят конденсаторы размера 0201, 'удачными' которые никак нельзя назвать. При выборе дополнительных конденсаторов надо учесть размеры и подобрать подходящий тип конденсаторов. Конечно, их емкость и количество должна быть соразмерна рабочей частоте, т.е. придется ставить два конденсатора - порядка 1nF и 100pF для перекрытия всего диапазона.

Важно ставить как можно ближе, даже лишние 5мм на частоте 500MHz испортят всю пользу от установки дополнительных конденсаторов. Причем, конденсатор на бОльшую емкость можно ставить чуть дальше, его рабочий диапазон частот не столь велик, а вот 100pF надо устанавливать в непосредственной близости от демпфирующего элемента.

К переределке не рекомендуется, это 'экстрим'. (впрочем многообещающий)

Тепловой режим.

При проектировании теплового режима настоятельно рекомендую учитывать специфику тепловых режимов каждых компонентов. При нагреве керамические конденсаторы теряют емкость, что снижает фильтрацию напряжения и компоненты могут работать менее устойчиво. Для случая 'экстримального' охлаждения надо особенно обратить внимание на исключение охлаждения других компонентов. При 'сверхнизких' температурах конденсаторы превращаются в декоративный элемент конструкции и система вообще перестанет работать. В данном случае надо применять тепловые 'завесы' разного типа, чтобы холодный воздух не переходил на другие компоненты.

Оцените материал →
Теги: serj

Объявления компаний (реклама) и анонсы
  • GTX 1060 MSI GAMING X нереально дешево в Регарде!
  • Новая недорогая Gigabyte GTX 1060
  • Нереф GTX 1070 дешевле 30 т.р.
  • Sapphire RX 460 в Ситилинке